這里將主要介紹一下：如何測(cè)量功率計(jì)算二極管和IGBT芯片的溫升。

　　一、損耗組成部分

　　根據(jù)電路拓?fù)浜凸ぷ鳁l件，兩個(gè)芯片之間的功率損耗可能會(huì)有很大差異。IGBT 的損耗可以分解為導(dǎo)通損耗和開關(guān)(開通和關(guān)斷)損耗，而二極管損耗包括導(dǎo)通和關(guān)斷損耗。準(zhǔn)確測(cè)量這些損耗通常需要使用示波器，通過(guò)電壓和電流探針監(jiān)視器件運(yùn)行期間的波形。測(cè)量能量需要用到數(shù)學(xué)函數(shù)。

　　確定一個(gè)開關(guān)周期的總能量后，將其除以開關(guān)周期時(shí)間便可得到功耗。

　　TO?247 封裝，顯示了 IGBT 芯片(左)和二極管芯片(右)

　　二、IGBT開通

　　IGBT 開通損耗波形

　　將開通波形的電壓和電流相乘，即可計(jì)算出該周期的功率。功率波形的積分顯示在屏幕底部。這就得出了 IGBT 開通損耗的能量。

　　功率測(cè)量開始和結(jié)束的時(shí)間點(diǎn)可以任意選擇，但是一旦選定了一組標(biāo)準(zhǔn)，測(cè)量就應(yīng)始終遵循這些標(biāo)準(zhǔn)。

　　二、IGBT導(dǎo)通損耗

　　IGBT 傳導(dǎo)損耗波形

　　導(dǎo)通損耗發(fā)生在開通損耗區(qū)和關(guān)斷損耗區(qū)之間。同樣應(yīng)使用積分，因?yàn)樵撝芷趦?nèi)的功率并不是恒定的。

　　三、IGBT關(guān)斷

　　IGBT 關(guān)斷損耗波形

　　開通、導(dǎo)通和關(guān)斷損耗構(gòu)成了 IGBT 芯片損耗的總和。關(guān)斷狀態(tài)損耗可以忽略不計(jì)，不需要計(jì)算。為了計(jì)算 IGBT 的總功率損耗，須將這三個(gè)能量之和乘以開關(guān)頻率。

　　IGBT 的總功率損耗

　　IGBT 損耗必須使用阻性負(fù)載或在負(fù)載消耗功率的部分周期內(nèi)進(jìn)行測(cè)量。這樣可消除二極管導(dǎo)通。

　　二極管導(dǎo)通損耗波形

　　四、FWD反向恢復(fù)

　　二極管反向恢復(fù)波形

　　上面2個(gè)圖示了二極管在整流器或電抗模式下工作期間的電流和電壓波形。二極管損耗的計(jì)算類似于 IGBT 損耗。

　　二極管損耗

　　需要了解的是，損耗以半正弦波變化。需要考慮從峰值到過(guò)零的變化，以得出器件的平均功耗。

　　五、IGBT 和二極管功耗計(jì)算

　　測(cè)量完這五個(gè)損耗分量后，需要將它們與測(cè)量條件相關(guān)聯(lián)，以便計(jì)算每個(gè)芯片的總功耗。

　　感性負(fù)載波形

　　上圖顯示了感性負(fù)載(如電機(jī))的典型電壓和電流波形。

　　從 t0 到 t1，電流為電抗性，二極管傳導(dǎo)電流。

　　從 t1 到 t2，電流為阻性，IGBT 傳導(dǎo)電流。

　　這些時(shí)間段的功耗具有重要價(jià)值?；趩蝹€(gè)脈沖計(jì)算每個(gè)時(shí)間段的平均功耗非常復(fù)雜，但我們可以合理的精度進(jìn)行估算。為此，我們需要計(jì)算該時(shí)間段的平均功耗。

　　在這種情況下，有必要計(jì)算平均(或加熱)當(dāng)量。對(duì)于電壓和電流值，它是均方根值;對(duì)于功率，它是平均值。

　　六、平均功耗

　　平均功耗公式

　　此公式計(jì)算的是正弦波每個(gè)四分之一部分的功率，因此要進(jìn)行校正，我們需要在分母中添加一個(gè)因子 4。只要電壓過(guò)零點(diǎn)在 0° 和 90°之間(對(duì)于感性負(fù)載必定如此)，這就是有效的，故公式變?yōu)椋?/p>

　　平均功耗公式

　　七、二極管

　　二極管在 t0 到 t1 期間傳導(dǎo)電流。利用電壓過(guò)零點(diǎn)的波形可得出二極管的峰值功耗。知道此功耗值后，我們可以使用 t0 到 t1 期間的平均功耗公式來(lái)求得二極管的平均功耗。

　　此時(shí)間段的示例計(jì)算如下所示。

　　PDIODEpk = 50 W(在電壓過(guò)零點(diǎn))

　　T = 20 ms(50 Hz 正弦波)

　　t0 =0

　　t1 = 2.5 ms

　　2 W 功率出現(xiàn)在進(jìn)入周期后的 2.5 ms 時(shí)。要計(jì)算正弦波峰值處的等效功率，我們需要比較這兩點(diǎn)的幅度。

　　峰值幅度出現(xiàn)在 90° 或 π/2 弧度處，相當(dāng)于幅度 1。2.5 ms 處的幅度為 sin(π × 2.5 ms/10 ms) 或 0.707，因此正弦波峰值處的功率為：

　　IGBT正弦波峰值處的功率

　　對(duì)于正電壓半周期，IGBT 在 t1 到 t2 期間傳導(dǎo)電流。IGBT 的平均功耗計(jì)算與二極管功耗的計(jì)算方法類似。其示例計(jì)算如下所示。

　　PIGBTpk = 95W

　　T = 20 ms(50 Hz 正弦波)

　　T1 = 2.5 ms

　　T2 = 10 ms (T/2)

　　對(duì)于 IGBT 分析，我們將計(jì)算完整半正弦波期間 (t0 – t2) 的 IGBT 功耗，然后計(jì)算二極管導(dǎo)通期間 (t0 – t1) 的 IGBT 功耗，再?gòu)那耙还闹袦p去后一功耗。

　　IGBT 功耗半正弦波期間 (t0 – t2)

　　然后計(jì)算二極管導(dǎo)通期間的功耗：

　　二極管導(dǎo)通期間的功耗

　　由于 t2 = T/2，故公式變?yōu)椋?/p>

　　IGBT功耗計(jì)算

　　八、芯片溫度計(jì)算

　　一旦計(jì)算出兩個(gè)芯片的功耗值，就可以使用數(shù)據(jù)表中的曲線計(jì)算芯片溫度。兩個(gè)芯片的溫度一般不相同。每個(gè)芯片有一個(gè) θ，并有一個(gè)交互作用系數(shù) Psi。

　　θ 是從芯片到封裝外殼或引線的熱阻，它有不同的名稱，例如 RΘJC 是結(jié)至外殼熱阻。Psi 是一個(gè)常數(shù)，表示芯片中未被計(jì)算的熱效應(yīng)。它基于芯片之間的距離。

　　通常，對(duì)于 IGBT 使用的大多數(shù) TO-247 和 TO-220 封裝，0.15°C/W 是一個(gè)合理的估計(jì)值。

　　IGBT 熱曲線

　　二極管熱曲線

　　上面2圖顯示了典型封裝中 IGBT 和二極管的熱響應(yīng)曲線。曲線上給出了直流值。對(duì)于 IGBT，它是 0.486°C/W;對(duì)于二極管，它是 1.06°C/W。

　　為了計(jì)算給定功率水平對(duì)應(yīng)的穩(wěn)態(tài)溫度，只需要功耗值、直流 θ 和外殼溫度。計(jì)算如下：

　　給定功率水平對(duì)應(yīng)的穩(wěn)態(tài)溫度

　　示例：

　　TC = 70°C

　　RΘJC-IGBT = 0.486°C/W

　　RΘJC-diode = 1.06°C/W

　　PD-IGBT = 54.84 W

　　PD-DIODE = 6.60 W

　　交互作用系數(shù) Psi = 0.15°C/W

　　IGBT 的穩(wěn)態(tài)結(jié)溫為：

　　IGBT 的穩(wěn)態(tài)結(jié)溫

　　TJ-IGBT = 97.6°C(平均結(jié)溫)

　　二極管的穩(wěn)態(tài)結(jié)溫為：

　　二極管的穩(wěn)態(tài)結(jié)溫

　　TJ-DIODE = 85.2°C(平均結(jié)溫)

　　為了計(jì)算峰值結(jié)溫，我們可以將脈沖值增加到穩(wěn)態(tài)(或平均)溫度中。此計(jì)算需要上述計(jì)算得出的結(jié)溫，并加上瞬時(shí)溫度變化。

　　唯一需要的新常數(shù)是 IGBT 或二極管對(duì)于所需脈沖寬度的脈沖值。在 50 Hz 的線頻率下，半周期的時(shí)間為 10 ms。根據(jù)圖 8，對(duì)于 10 ms 脈沖和 50% 占空比，RIGBT 值為 0.375°C/W;根據(jù)上圖，相同條件下的 RDIODE 值為 0.95°C/W。

　　基本公式如下：

　　峰值結(jié)溫計(jì)算公式

　　因此，對(duì)于上述條件，峰值結(jié)溫為：

　　IGBT峰值結(jié)溫

　　= 120°C(峰值結(jié)溫)

　　二極管峰值結(jié)溫

　　= 91°C(峰值結(jié)溫)

　　九、總結(jié)

　　僅使用 θ 值無(wú)法計(jì)算多芯片封裝中的結(jié)溫。利用從數(shù)字示波器獲得的波形和數(shù)學(xué)公式，可以計(jì)算每個(gè)器件的功耗。給定 IGBT 的功耗、θ 和 psi，便可計(jì)算平均和峰值結(jié)溫值。