BUCK-BOOST電路是一種常用的DC/DC變換電路，其輸出電壓既可低于也可高于輸入電壓，但輸出電壓的極性與輸入電壓相反。下面我們詳細討論理想條件下，BUCK-BOOST 的原理、元器件選擇、設計實例以及實際應用中的注意事項。

　　電路原理

　　BUCK-BOOST電路簡圖如圖1。

　　當功率管Q1閉合時，電流的流向見圖2左側圖。輸入端，電感L1直接接到電源兩端，此時電感電流逐漸上升。導通瞬態(tài)時di/dt很大，故此過程中主要由輸入電容CIN供電。輸出端，COUT依靠自身的放電為RL提供能量。當功率管Q1關斷時，電流的流向見圖2右側圖。輸入端VIN給輸入電容充電。輸出端，由于電感的電流不能突變，電感通過續(xù)流管D1給輸出電容COUT及負載RL供電。系統(tǒng)穩(wěn)定工作后，電感伏秒守恒。Q1 導通時，電感電壓等于輸入端電壓VIN;Q1關斷時，電感電壓等于輸出端電壓VOUT。設T為周期，TON為導通時間，TOFF為關斷時間，D為占空比(D=TON/T)，下同。由電感伏秒守恒有：

　　由此可得：

　　占空比小于0.5時，輸出降壓;占空比大于0.5時，輸出升壓。以上式子只考慮電壓的絕對值，未考慮輸出電壓的方向。

　　元器件計算及各點波形(電感電流連續(xù)模式)

　　以下均在電感電流連續(xù)模式下討論，即CCM。

　　首先我們先看一下各點理想情況下的波形：

　　電感 L1

　　通常ΔI可以取0.3倍的IIN+IOUT，在導通時，電感的電壓等于輸入電壓，電感感量可由下式計算：

　　若按上述感量選擇電感，則流過電感的峰值電流：

　　實際應用應留有一定的余量，電感的電流能力通常取1.5*(IIN+IOUT)以上

　　續(xù)流二極管D1

　　當Q1導通時，續(xù)流二極管的陰極SW點電壓為VIN，續(xù)流二極管的陽極電壓為-VOUT，故D1承受的電壓為：

　　當Q1關斷時，續(xù)流二極管續(xù)流，電流的峰值為ILPEAK，平均電流為IOUT。

　　由于二極管在高溫下漏電容易造成芯片的損壞，故通常要留有一定的余量，其中電壓建議1.5倍的余量。

　　功率管Q1

　　當Q1關斷時，SW點電壓被鉗位到-VOUT，故功率MOS承受的最大電壓：

　　當Q1導通時，Q1的電流峰值為ILPEAK，平均電流為IIN。

　　輸入電容

　　輸入電容紋波電流有效值可用下式計算：

　　如果設CIN電容在MOS導通時，電壓跌落不超過ΔV1，則可用下式計算最小容量：

　　設計實例

　　要求

　　輸入電壓10～14V，輸出電壓-5V，輸出電流1A，選取合適的芯片，并計算主要元器件參數(shù)。

　　解決步驟

　　1.計算輸入電流：輸出功率約5W，輸入最大電流，假設80%的效率，則輸入電流為 5W/0.8/10V=0.625A;：

　　2.計算輸入峰值電流：1.15*(1A+0.625A)=1.87A;

　　3.計算功率管、續(xù)流肖特基管峰值電壓：|-5V|+|14V|=29V;

　　4.選擇合適的芯片，可選耐壓為40V左右，電流能力大于2A以上的BUCK降壓芯片，此處選擇XL4201;

　　5.計算10V時的占空比：D=5V/(5V+10V)=0.33;

　　6.計算電感量：L=0.33*10V/(0.3*150KHz*(1A+0.625A))=45uH;

　　7.計算最小電流能力IL=1.5*(1A+0.625A)=2.44A，選用47uh/3 電感;

　　8.肖特基二極管耐壓要大于29V，平均電流1A，峰值電流約1.87A，可選SS36;

　　9.輸入電容紋波電流有效值：ICINRMS=0.625A*sqrt((1-0.33)/0.33)=0.89A，“sqrt”代表根號;

　　10.假設輸入電壓最大跌落0.05V，則CIN=(1-0.33)*0.625A/(0.05V*150KHz)=56uF，選用47uF電解電容;

　　11.輸出電容紋波電流有效值：ICOUTRMS=1A*sqrt(0.33/(1-0.33))=0.70A;

　　12.假設輸出放電電壓最大跌落0.05V，則COUT=0.33*1A/(0.05V*150KHz)=44uF，選用100uF電解電容。

　　實際電路可參考下圖：

　　注意事項

　　1. 芯片與肖特基二極管D1的耐壓均要大于輸入電壓與輸出電壓絕對值之和;

　　2. CINB與C1為芯片提供純凈電源，CINB可以選用10uF以上電容即可;

　　3. 芯片的GND引腳與輸入、輸出功率地不是同一屬性，注意區(qū)分;

　　4. BUCK-BOOST電路的效率要低于單純的BUCK或BOOST電路，實際使用時要注意多留余量。

　　在非隔離電源方案中，Buck、Boost、Buck-Boost電路應用非常廣，很多工程師對這三種電路非常熟。下面介紹四開關Buck-Boost電路。

　　常規(guī)的Buck-Boost電路，Vo=-Vin*D/(1-D)，輸出電壓的極性和輸入電壓相反。

　　簡要的四開關Buck-Boost電路，Vo=Vin*D/(1-D)，輸出電壓的極性與輸入電壓相同。

　　四開關buck-boost的拓撲很簡單，如下圖。

　　對于四開關buck-boost，它本身有一種非常傳統(tǒng)簡單的控制方式。

　　那就是Q1和Q3同時工作，Q2和Q4同時工作。并且兩組MOS交替導通，如上圖。

　　如果把Q2和Q4換成二極管，那么也是同樣能工作，只不過沒有同步整流而已。

　　對于這種控制方式，在CCM情況下我們可以得到公式：

　　Vin*D=Vout(1-D)也就是說，Vout=Vin*D/(1-D). 這個電壓轉換比和我們常見的buck-boost是一樣的。

　　只不過常見的buck-boost的輸出電壓是負壓，而四開關輸出的是正壓。

　　但是這種控制方式的優(yōu)點是簡單，沒有模態(tài)切換。但是缺點是，四個管子都在一直工作，損耗大，共模噪音也大。

　　基于傳統(tǒng)控制方式的缺點。多年前，一家知名的IC公司推出了一款控制IC，革新了這個拓撲的控制方式。

　　其思路就是當Vin〉Vout的時候，把這個拓撲當純粹的BUCK來用，當Vin

　　但是，這種思路本身沒什么奇特之處。真正有技術含量的是，當VIn=Vout的時候，采用怎么樣的控制方式?

　　從buck過渡到中間模態(tài)，再過渡到boost的時候，如何做到無縫切換? 這幾個問題，后來成為各家IC公司，大開腦洞，爭奪知識產(chǎn)權的戰(zhàn)場。

　　接下來，我來介紹某特公司的IC的控制邏輯。

　　先假設輸出為固定的12V，輸入假設為一個電池，充滿電電壓為16V，放電結束電壓為8V。

　　那么從輸入16V開始，此時的工作狀態(tài)顯然是BUCK

　　那么四個管子的驅動信號如下圖

　　那么當輸入電池電壓逐漸開始降低，M1的占空比也逐漸開始增大，而M2的占空比開始減小。

　　此時M2的占空比是個關鍵的參數(shù)。

　　因為IC內部對M2的脈寬有個最小設定，假如說是200ns。

　　那么現(xiàn)在假設輸入電壓掉到12.5V，而M2的脈寬也收縮到了200ns。IC內部的邏輯電路就認為到了模態(tài)切換的時候了。

　　此時發(fā)生的變化是，M3和M4兩個管子不再是常關和常通的狀態(tài)，而是開始開關了。

　　如果我們把上圖進行分解，就會發(fā)現(xiàn)一個有趣的現(xiàn)象，就是在一個clock周期里面，前半周期是buck，后半周期是boost

　　這個時候boost切進去的時候，M3是以最小占空比切入的，而且該占空比不可調。

　　此時M2的占空比則會從最小突然展寬以抵消boost模特切入的影響。在這個時候，輸出會產(chǎn)生一個動態(tài)效應。

　　那么當輸入繼續(xù)下降的時候，M2的占空比會繼續(xù)減小。

　　那么當M2再度回到最小占空比的時候，IC內部邏輯電路會認為模態(tài)需要再次轉換了。

　　此時，M2將固定在最小占空比，而M3則開始跳出最小占空比，可以逐漸展寬。理論上來說，這個過渡應該是完全無縫的切換，

　　但是由于芯片內部的clock時序的切換，也會對輸出造成一種動態(tài)效應。

　　這個時候，變成了前半周期是boost，后半周期是buck。

　　同樣，當輸入電壓繼續(xù)降低的時候，電路會切入完全的boost模態(tài)。